Фильтры источников питания: Выходные фильтры импульсных блоков питания. . Обзоры техники.

Сетевой фильтр – последний барьер в импульсном источнике питания

При использовании импульсного источника питания на его первичной стороне возникают кондуктивные помехи, которые проникают в питающую сеть и могут привести к сбоям другого оборудования, подключенного к этой же сети. Они могут наводиться на оборудование, которое получает питание от этой сети. Сетевые фильтры, подавляющие генерируемые радиопомехи, можно легко разработать с использованием пассивных компонентов, например сетевых дросселей с компенсацией токов утечки и конденсаторов X/Y. В статье описывается разработка однофазного сетевого фильтра.

Паразитные токи на входе импульсного источника питания

Паразитные токи создают падение напряжения радиопомех на компонентах электрической цепи. На рисунке 1 показано, как протекают эти токи в импульсном источнике питания.

Рис. 1. Паразитные токи на входе импульсного источника питания

Активная составляющая высокочастотного тока i_DM протекает через первичную цепь источника питания. Частота этого тока равна рабочей частоте импульсного регулятора, что приводит к появлению дифференциальной помехи. Из-за быстрых коммутационных процессов в полупроводниковых компонентах (как правило, в MOSFET), возникают высокочастотные колебания и паразитные эффекты. Дифференциальный ток протекает со стороны сети электропитания L через выпрямительный мост и по первичной обмотке изолирующего трансформатора, MOSFET и нейтральному проводнику возвращается в сеть. Ключ установлен на охлаждающий его радиатор, подключенный к защитному земляному проводнику РЕ.

Возникшая емкостная связь между радиатором и стоком ключа приводит к появлению синфазной помехи. Синфазный ток i_CM возвращается по заземляющей линии РЕ на вход импульсного источника питания, где снова через паразитную емкость создает помехи в линии L и нейтральной линии N. Ток i_CM протекает по обеим линиям сетевого питания и выпрямительный мост, где снова наводит помеху на заземляющую линию РЕ из-за паразитной связи с радиатором.

 

Расчетный спектр шума

Выпрямленное сетевое напряжение прикладывается к участку сток–исток. Пиковый уровень этого напряжения определяется следующим образом:

V_P = 230 В • √2 = 325 В.

В рассматриваемом случае используется импульсный источник тока с частотой 100 кГц. На этой частоте синхросигналы следуют с интервалом 10 мкс, а их длительность составляет 2 мкс. Следовательно, коэффициент заполнения:

Исходя из того, что импульсы тока через выпрямительный мост имеют трапециевидную форму, можно приблизительно определить спектр ЭМС в отсутствие сетевого фильтра и без преобразования Фурье. Сначала установим первую угловую точку для спектральной плотности амплитуды.

Первая частота среза, ограничивающая спектральную плотность амплитуды, определяется следующим образом:

F_CO1 = n_CO1 • f_CLK = 1,592 • 100 кГц = 159,2 кГц.

Таким образом, можно определить амплитуду первой гармоники:

Предположив, что емкость паразитной связи CP между импульсным источником питания и заземлением равна 20 пФ, можно установить величину синфазного тока первой гармоники I_CM1:

Напряжение радиопомехи V_CM измеряется с помощью эквивалента цепи (LISN) и приемника для измерения ЭМС.  Поскольку входной импеданс измерительного приемника величиной 50 Ом включен параллельно выходному импедансу эквивалента цепи 50 Ом, суммарный импеданс Z соединения равен 25 Ом. Рассчитаем измеряемое напряжение радиопомехи V_CM:

V_CM = Z ∙ I_CM1 = 25 Ом ∙ 2,6 мА = 0,065 В.

В единицах дБмкВ получаем:

Расчеты показывают, что возможно появление больших радиопомех. Для оценки их уровня можно воспользоваться, например, стандартом EN 55022. В диапазоне частот 0,15–0,5 МГц этот стандарт определяет допустимый квазипиковый уровень помех в пределах 66–56 дБмкВ. На рисунке 2 представлен результат измерения напряжения кондуктивной радиопомехи импульсного источника питания в отсутствие сетевого фильтра. Очевидно, что в данном случае без фильтра не обойтись.

Рис. 2. Напряжение радиопомехи в импульсном источнике питания без сетевого фильтра

 

Проектирование сетевого фильтра

На рисунке 3 представлена схема простого однофазного сетевого фильтра. Компания Würth Elektronik выпускает разные модели сетевых дросселей, в т. ч. серии WE-CMB, для реализации сетевых фильтров. Как правило, дроссель состоит из кольцевого марганцево‑цинкового сердечника с двумя раздельными обмотками, намотанными в противоположных направлениях.

Рис. 3. Однофазный сетевой фильтр

На рисунке 4 показан внешний вид дросселя WE-CMB. В этом случае он работает как катушка фильтра, которая противодействует току, уменьшая его амплитуду. Необходимо выбрать синфазный дроссель с как можно меньшей собственной резонансной частотой (СРЧ) в диапазоне самых низких частот, т. к. в рассматриваемом случае используется источник питания с очень низкой частотой импульсов. Выбор минимально возможной СРЧ обеспечивает хорошее подавление сигнала в диапазоне нижних частот.

Рис. 4. Внешний вид дросселя WE-CMB

На рисунке 5 представлена характеристика дросселя WE-CMB размером XS с индуктивностью 39 мГн в 50‑Ом системе.

Характеристики подавления помех в синфазном и дифференциальном режимах отличаются друг от друга (см. рис. 5). В синфазном режиме максимальная величина подавления сетевым дросселем WE-CMB достигается на частоте 150 кГц. Однако с дальнейшим увеличением частоты подавление ослабевает. Возникает необходимость в использовании конденсаторов X и Y, поскольку помеху следует подавлять до частоты 30 МГц. Конденсатор Х устанавливается до и после сетевого фильтра для блокирования дифференциальных помех со стороны сети и импульсного источника питания. Индуктивность рассеяния дросселя WE-CMB вкупе с конденсатором Х образует фильтр низкой частоты, который уменьшает дифференциальные помехи и последующие синфазные помехи.

Рис. 5. Характеристика подавления помех дросселем WE-CMB XS

В рассматриваемом случае были выбраны два конденсатора Х емкостью по 330 нФ. Их собственная резонансная частота составляет около 2 МГц.

Из соображений безопасности резистор следует установить на стороне электрической сети параллельно конденсатору Х, который будет разряжаться после отсоединения источника питания от сети. Перед сетевым фильтром также устанавливается варистор, чтобы закоротить перенапряжение в переходном процессе. С этой задачей успешно справятся дисковые варисторы серии WE-VD от Würth Elektronik. Для защиты от перегрузок перед варистором устанавливается плавкий предохранитель. Защита срабатывает в случае короткого замыкания варистора. Конденсаторы Y применяются для последующего подавления синфазных помех. В сочетании с дросселем WE-CMB они определяют частоту среза f₀ в соответствии с уравнением «Томсона»:

Чтобы уровень помех был ниже допустимого 66 дБмкВ (при 150 кГц), требуется обеспечить подавление величиной 40 дБ, что соответствует двум декадам в логарифмическом представлении. Для расчета емкости конденсатора Y используется преобразованное уравнение колебаний:

Поскольку требуются два конденсатора Y, расчетное значение делится пополам. Эти конденсаторы позволяют вернуть синфазную помеху от импульсного источника питания к заземлению. В зависимости от типа устройства допускается, чтобы ток утечки был в диапазоне 0,25–3,5 мА, а емкость не превышала 4,7 нФ. С учетом этих требований выбираются два конденсатора Y с номинальным значением емкости из ряда E12 и емкостью 2,2 нФ. На рисунке 6 представлен результат измерения схемы при использовании такого сетевого фильтра.

Рис. 6. Напряжение радиопомехи при использовании сетевого фильтра

Использование сетевого фильтра с расчетными параметрами позволяет успешно пройти испытания на подавление напряжения помехи. Разность между соответствующими предельными значениями помехи и результатами измерений квазипиковых и средних значений на частоте 150 кГц превышает 10 дБ. Эта величина значительно возрастает в остальной части отведенного диапазона.

 

Оптимизация сетевого фильтра

Чтобы в еще больше мере обеспечить подавление помехи в диапазоне нижних частот, можно заменить два конденсатора Х емкостью 330 нФ двумя конденсаторами Х емкостью 1,5 мкФ. На рисунке 7 представлены результаты измерения схемы с оптимизированным сетевым фильтром.

Рис. 7. Напряжение радиопомехи в схеме с оптимизированным сетевым фильтром

В результате изменения емкости конденсаторов напряжение радиопомехи в диапазоне нижних частот уменьшилось приблизительно на 15 дБ, что увеличило отношение сигнала к шуму.

 

Использование сетевого фильтра без дросселя

Часто на начальных этапах проектирования возникает соблазн обойтись без синфазного дросселя, задействовав только конденсаторы Х и Y. Однако такой подход не соответствует принципу использования сетевого фильтра для нейтрализации тока помехи с помощью элемента фильтра с большим импедансом. На рисунке 8 представлены результаты измерения напряжения радиопомехи в схеме с тем же фильтром, но без синфазного дросселя.

Рис. 8. Напряжение радиопомехи в схеме с сетевым фильтром без дросселя WE-CMB

Как и ожидалось, в отсутствие сетевого дросселя WE-CMB радиопомехи в диапазоне нижних частот в значительной мере увеличиваются. На 200 кГц квазипиковое значение уровня помех составляет около 78 дБмкВ, а средняя величина – 60 дБмкВ. Результаты измерений квазипиковых и средних значений показывают, что уровень помех превышает допустимый до частоты 600 кГц. Таким образом, использование сетевого фильтра без дросселя недопустимо.

 

Дополнительный дифференциальный фильтр

Если дросселя WE-CMB и конденсаторов Х недостаточно для подавления дифференциальной помехи, используется дополнительный дифференциальный фильтр, состоящий из двух последовательно соединенных катушек. На рисунке 9 показана схема такого сетевого фильтра.

Рис. 9. Сетевой фильтр с дросселем WE-CMB and WE-TI HV

Катушки серий WE-TI HV и WE-PD2 HV или WE-SD компании Würth Elektronik в полной мере пригодны для подавления в дифференциальном режиме. В случае ВЧ-помех рекомендуется использовать компоненты серии WE-UKW. Для расчета параметров этих катушек применяется уравнение «Томсона». Если необходимо, чтобы каждая катушка обеспечила подавление 40 дБ на декаду, частота среза должна составлять 1/10 от рабочей частоты. Для расчета катушки используются то же значение емкости конденсаторов Х:

Поскольку катушки для подавления дифференциального тока установлены последовательно, расчетная величина делится надвое. Ближайшее наибольшее значение индуктивности WE-TI HV равно 470 мкГн. При выборе катушки для подавления дифференциальных помех ее номинальный ток должен намного превышать номинальный ток импульсного источника питания.

 

Выводы

Итак, импульсному источнику питания недостаточно сетевого фильтра без синфазного дросселя. Одни только конденсаторы не способны полностью подавить излучение помех – перед сетевым фильтром необходимо установить дополнительные дроссели, которые помогают подавить дифференциальный шум. При использовании сетевого фильтра уровень всех помех становится ниже допустимого значения, что позволяет импульсному источнику питания успешно пройти испытания на электромагнитную совместимость.

Сглаживающие фильтры выпрямителей блоков питания. Схемы, онлайн расчёт

Ёмкостные, индуктивно-ёмкостные, активные сглаживающие фильтры.
Схемы, свойства, онлайн калькулятор.

Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций К_п   в пределах 10^-5. .. 10^-4 так и повис в воздухе — уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.

Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения К_п является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:

«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током вполне определённой «чистоты»:
10^-3… 10^-2   (0,1-1%) — малогабаритные транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10^-4… 10^-3   (0,01-0,1%) — усилители радио и промежуточной частоты,
10^-5… 10^-4  (0,001-0,01%) — предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей. »

Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания — величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра

К_с = К_п-вх/К_п-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.

В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально — применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой «чистоте» выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.

Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.

Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов.

Рис.1

На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.

Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F:
С1 = I_н/(3,14×U_н×F×К_п) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = I_н/(6,28×U_н×F×К_п) — для двухполупериодных.
К_п   — это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а

F   — частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.

Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.
ВНИМАНИЕ!!! Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки X_L на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.

Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка

(Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F²(Гц)×К_п) для однополупериодных выпрямителей и
L1×С1 = 12500/(F²×К_п) — для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/R_н²(Ом).

Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания — как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.

Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева. Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице   ссылка на страницу:
С1 = С2 ;   С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/R_н²(Ом).

Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.

Итак:    С3 = 1/(39,44×L1×F²) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F²) — для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов — такие же, как в предыдущей схеме.

Давайте сдобрим пройденный материал онлайн таблицей.

КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ СЛАЖИВАЮЩЕГО ФИЛЬТРА БЛОКА ПИТАНИЯ.

Выбор схемы фильтра	&nbsp Рис.1 а)Рис.1 б)Рис.1 в)Рис.1 г)
Тип выпрямителя	&nbsp ДвухполупериодныйОднополупериодный
Частота напряжения с обмотки трансформатора (Гц)
Выходное постоянное напряжение Uн (В)
Максимальный ток нагрузки Iн (А)
Пульсации выходного напряжения (%)
Минимальное сопротивление нагрузки Rн (Ом)
Ёмкость конденсатора С1 (МкФ)
Индуктивность дросселя L1 (мГн)
Ёмкость конденсатора С3 (МкФ)

Транзисторные фильтры по сравнению с ёмкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более высокий коэффициент сглаживания пульсаций. Они позволяют уменьшить в десяток раз (при том же уровне пульсаций) номинал сглаживающего конденсатора, либо уменьшить в аналогичное количество раз амплитуду пульсаций при неизменном значении ёмкости.

Рис.2

На Рис.2а представлена схема наиболее распространённого транзисторного фильтра.

Напряжение с высокой амплитудой пульсаций, поступающее на коллектор транзистора, по сути, является напряжением питания эмиттерного повторителя, образованного Т1.
В это же самое время цепь базы питается через резисторы смещения и интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Чем больше постоянная времени T=R1C1, тем меньше пульсации напряжения на базе, а так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе.

Для того, чтобы снизить зависимость напряжения на выходе фильтра от уровня передаваемой мощности, ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу при минимальном сопротивлении нагрузки.
При расчёте номиналов элементов делителя, следует исходить из напряжения на базе транзистора:
U_б = U_вх — U_{вх пульсаций} — (2,5…3В) .
В этом случае будет обеспечена работа регулирующего транзистора в активном режиме, а падение напряжения на нём составит величину:
U_кэ = U_{вх пульсаций} + (3,1…3,6В) .
Коэффициент полезного действия транзисторного фильтра будет тем больше, чем меньше падание постоянного напряжения на силовом транзисторе. Из формулы видно, что для обеспечения высокого КПД активного сглаживающего фильтра, на вход устройства следует подавать уже отфильтрованное до определённого уровня напряжение.
На практике это делается включением на вход простейшего ёмкостного фильтра (Рис.1а), уровень пульсаций которого можно посчитать на приведённом выше калькуляторе.

Эффективность активных сглаживающих фильтров напрямую зависит от величины коэффициента усиления транзистора. Чем выше h31 полупроводника, тем больших величин можно выбрать номиналы резисторов R1, R2 — тем лучшими фильтрующими свойствами будет обладать схема. Поэтому в данной ситуации не стоит даже рассматривать транзисторы с h31

Для дальнейшего улучшения фильтрующих свойств сглаживающего фильтра можно применить двухзвенный RC-фильтр в цепи базы транзистора (Рис.2б).
Здесь сумма значений сопротивления резисторов R1 и R2 равна сопротивлению резистора R1 в предыдущем устройстве, а сопротивление резистора R3 равно сопротивлению резистора R2 в фильтре (Рис.2а).

Ещё эффективней будет работать транзисторный фильтр, у которого в цепь базы транзистора вместо R2 (Рис.1а), либо R3 (Рис.1б) включить стабилитрон с напряжением пробоя, равным значению, рассчитанному для резистивного делителя.

 

Источники питания, схемы фильтров

• Изучив этот раздел, вы должны уметь:
• Опишите принципы работы накопительного конденсатора в базовых источниках питания.
• • Действие накопительного конденсатора.
• • Влияние накопительного конденсатора на постоянную составляющую.
• • Влияние накопительного конденсатора на ток диода.
• Опишите принципы работы фильтра нижних частот, используемого в базовых источниках питания.
• • Фильтры LC.
• • Фильтры RC.

Компоненты фильтра

Типовую схему фильтра источника питания можно лучше понять, разделив схему на две части: накопительный конденсатор и фильтр нижних частот. Каждая из этих частей способствует удалению оставшихся импульсов переменного тока, но по-разному.

Накопительный конденсатор

Рис. 1.2.1 Накопительный конденсатор

На рис. 1.2.1 показан электролитический конденсатор, используемый в качестве накопительного конденсатора, названного так потому, что он действует как временное хранилище выходного тока источника питания. Выпрямительный диод подает ток для зарядки накопительного конденсатора в каждом цикле входной волны. Накопительный конденсатор большой электролитический, обычно на несколько сотен, а то и на тысячу и более микрофарад, особенно в БП сетевой частоты. Это очень большое значение емкости требуется, потому что накопительный конденсатор при зарядке должен обеспечивать постоянный ток, достаточный для поддержания стабильного выхода блока питания при отсутствии входного тока; то есть в промежутках между положительными полупериодами, когда выпрямитель не проводит.

Действие накопительного конденсатора на полупериодную выпрямленную синусоиду показано на рис. 1.2.2. Во время каждого цикла напряжение переменного тока на аноде выпрямителя увеличивается до Vpk. В какой-то момент, близкий к Vpk, анодное напряжение превышает катодное, выпрямитель проводит ток и течет импульс тока, заряжая накопительный конденсатор до значения Vpk.

Рис. 1.2.2 Действие накопительного конденсатора

Как только входная волна проходит через Vpk, напряжение на аноде выпрямителя падает ниже напряжения конденсатора, выпрямитель смещается в обратном направлении и проводимость прекращается. Цепь нагрузки теперь питается только от накопительного конденсатора (отсюда необходимость в большом конденсаторе).

Конечно, несмотря на то, что накопительный конденсатор имеет большую емкость, он разряжается, питая нагрузку, и его напряжение падает, но ненамного. В какой-то момент во время следующего цикла сетевого ввода входное напряжение выпрямителя становится выше напряжения на частично разряженном конденсаторе, и резервуар снова заряжается до пикового значения Vpk.

Пульсации переменного тока

Величина, на которую накопительный конденсатор разряжается в каждом полупериоде, определяется током, потребляемым нагрузкой. Чем выше ток нагрузки, тем больше разряд, но при условии, что потребляемый ток не является чрезмерным, количество переменного тока, присутствующего на выходе, значительно снижается. Обычно размах оставшегося переменного тока (называемого пульсацией, поскольку волны переменного тока теперь значительно уменьшены) будет составлять не более 10% выходного напряжения постоянного тока.

Выход постоянного тока выпрямителя без накопительного конденсатора составляет либо 0,637 Впик для двухполупериодного выпрямителя, либо 0,317 Впик для однополупериодного. Добавление конденсатора увеличивает уровень постоянного тока выходной волны почти до пикового значения входной волны, как видно из рис. 1.1.9.

Чтобы получить наименьшую пульсацию переменного тока и самый высокий уровень постоянного тока, было бы разумно использовать накопительный конденсатор максимально возможной емкости. Однако есть загвоздка. Конденсатор обеспечивает ток нагрузки большую часть времени (когда диод не проводит ток). Этот ток частично разряжает конденсатор, поэтому вся энергия, потребляемая нагрузкой в ​​течение большей части цикла, должна компенсироваться за очень короткое оставшееся время, в течение которого диод проводит ток в каждом цикле.

Формула, связывающая заряд, время и ток, гласит:

Q = It

Заряд (Q) конденсатора зависит от количества тока (I), протекающего за время (t).

Следовательно, чем короче время зарядки, тем больший ток должен обеспечить диод для его зарядки. Если конденсатор очень большой, его напряжение почти не будет падать между зарядными импульсами; это создаст очень небольшую пульсацию, но потребует очень коротких импульсов гораздо более высокого тока для зарядки накопительного конденсатора. И входной трансформатор, и выпрямительные диоды должны обеспечивать этот ток. Это означает использование более высокого номинального тока для диодов и трансформатора, чем это было бы необходимо при меньшем накопительном конденсаторе.

Следовательно, есть преимущество в уменьшении емкости накопительного конденсатора, что позволяет увеличить имеющиеся пульсации, но это можно эффективно устранить, используя фильтр нижних частот и ступени регулятора между накопительным конденсатором и нагрузкой.

Это влияние увеличения размера резервуара на ток диода и трансформатора следует учитывать при любых операциях по техническому обслуживанию; замена накопительного конденсатора на больший номинал, чем в оригинальной конструкции, «для уменьшения шума сети» может показаться хорошей идеей, но может привести к повреждению выпрямительного диода и/или трансформатора.

При двухполупериодном выпрямлении характеристики накопительного конденсатора по устранению пульсаций переменного тока значительно лучше, чем при однополупериодном, при том же размере накопительного конденсатора амплитуда пульсаций примерно вдвое меньше, чем при однополупериодных источниках питания, потому что при двухполупериодном цепей периоды разрядки короче, поскольку накопительный конденсатор перезаряжается с удвоенной частотой по сравнению с полуволновой конструкцией.

Фильтры нижних частот

Несмотря на то, что пригодный для использования источник питания может быть изготовлен с использованием только накопительного конденсатора для устранения пульсаций переменного тока, обычно необходимо также включать фильтр нижних частот и/или ступень регулятора после накопительного конденсатора для устранения любых оставшихся Пульсации переменного тока и улучшение стабилизации выходного напряжения постоянного тока в условиях переменной нагрузки.

Рис. 1.2.3 LC-фильтр

Рис.

1.2.4 RC-фильтр

Для удаления пульсаций, остающихся после накопительного конденсатора, можно использовать LC- или RC-фильтры нижних частот. LC-фильтр, показанный на рис. 1.2.3, более эффективен и дает лучшие результаты, чем RC-фильтр, показанный на рис. для эффективной работы в диапазоне частот от 50 до 120 Гц должны быть большие и дорогие ламинированные или тороидальные сердечники. Однако в современных конструкциях, использующих импульсные источники питания, где любые пульсации переменного тока имеют гораздо более высокие частоты, можно использовать катушки индуктивности с ферритовым сердечником гораздо меньшего размера.

Фильтр нижних частот пропускает низкие частоты, в данном случае постоянный ток (0 Гц), и блокирует более высокие частоты, будь то 50 или 120 Гц в базовых схемах или десятки кГц в конструкциях с переключаемым режимом.

Реактивное сопротивление (X _C ) конденсатора в любом из фильтров очень низкое по сравнению с сопротивлением резистора R или реактивным сопротивлением дросселя X _L на частоте пульсаций. В конструкциях RC сопротивление R должно быть довольно низким, поскольку через него должен проходить весь ток нагрузки, может быть несколько ампер, выделяя значительное количество тепла. Таким образом, типичное значение должно составлять 50 Ом или меньше, и даже при этом значении обычно необходимо использовать большой проволочный резистор. Это ограничивает эффективность фильтра, так как соотношение между сопротивлением R и реактивным сопротивлением конденсатора не превышает примерно 25:1. Тогда это будет типичным коэффициентом уменьшения амплитуды пульсаций. При включении фильтра нижних частот на резисторе теряется некоторое напряжение, но этот недостаток компенсируется лучшими характеристиками пульсаций, чем при использовании только накопительного конденсатора.

LC-фильтр работает намного лучше, чем RC-фильтр, поскольку можно сделать соотношение между X _C и X _L намного больше, чем соотношение между X _C и R. Обычно соотношение в LC-фильтре может быть 1:4000, что дает гораздо лучшее подавление пульсаций, чем фильтр RC. Кроме того, поскольку сопротивление катушки индуктивности по постоянному току в LC-фильтре намного меньше, чем сопротивление R в RC-фильтре, проблема выделения тепла большим постоянным током в LC-фильтрах значительно снижается.

С помощью комбинированного накопительного конденсатора и фильтра нижних частот можно удалить 95% или более пульсаций переменного тока и получить выходное напряжение, близкое к пиковому напряжению входной волны. Однако простой блок питания, состоящий только из трансформатора, выпрямителя, резервуара и фильтра нижних частот, имеет некоторые недостатки.

Рис. 1.2.5 Адаптер постоянного тока

Выходное напряжение блока питания имеет тенденцию к падению по мере увеличения тока, потребляемого с выхода. Это связано с:

а. Накопительный конденсатор разряжается сильнее с каждым циклом.

б. Большее падение напряжения на резисторе или дросселе в фильтре нижних частот при увеличении тока.

Эти проблемы можно в значительной степени решить, включив каскад регулятора на выходе источника питания, как описано в Модуле 2 источников питания. адаптеры постоянного тока, поставляемые со многими электронными продуктами. Наиболее распространенные версии включают трансформатор, мостовой выпрямитель и иногда накопительный конденсатор. Дополнительная фильтрация и регулирование/стабилизация обычно выполняются в цепи, питаемой адаптером.

Как можно улучшить выходную мощность базового источника питания с помощью цепей регулирования, объясняется в модуле «Источники питания 2»

 

Конструкция фильтра источника питания для печатной платы

Неправильная конструкция фильтра блока питания приводит к ненадежному оборудованию. Это очень распространено. Правильная конструкция фильтра источника питания помогает устранить целый класс загадочных схемных проблем и улучшить обход источника питания. Чтобы создать лучший дизайн, выполните следующие действия:

1. Ознакомьтесь с требованиями к фильтру блока питания.
2. Используйте простые эмпирические правила, чтобы найти значения компонентов.
3. Повторите проект с помощью симулятора схемы.

Высокочастотные пульсации проходят прямо через линейный регулятор. Пульсации возникают из-за импульсных источников питания, цифровых цепей и радиопомех. На частотах выше примерно 10 кГц большинство линейных регуляторов начинают терять эффективность. Небольшие блокировочные конденсаторы, распределенные между микросхемами, начинают работать на частоте около 1 МГц. Простой развязывающий фильтр источника питания, состоящий из катушки индуктивности и конденсатора, перекрывает диапазон частот примерно от 10 кГц до 1 МГц. Правильная конструкция развязывающего фильтра гарантирует, что он не вызовет больше проблем, чем решит.

На приведенной выше диаграмме показаны типичные частотные диапазоны фильтрации источников питания. Тщательный дизайн с высокопроизводительными компонентами может расширить эти частотные диапазоны, и не все конструкции имеют одинаковые требования к подавлению пульсаций.

Хороший фильтр источника питания можно собрать из одной катушки индуктивности и демпфирующего конденсатора. Это называется LC-фильтром. Возможны и другие конструкции с большим или меньшим количеством компонентов. Процесс проектирования заключается в том, чтобы сначала сгенерировать требования к индуктору 9.0127 L _B , выберите кандидата на роль индуктора, а затем спроектируйте вокруг него фильтр. Если невозможно разработать приемлемый фильтр, выясните, что не так с катушкой индуктивности, выберите лучшую катушку индуктивности и повторите попытку.

В примере конструкции регулятор источника питания предполагается внешним, а регулируемое напряжение поступает через разъем. При наличии локального регулятора конструкция проще и иногда можно уменьшить фильтр источника питания.

Фильтр блока питания идет после стабилизатора, поэтому он должен иметь низкое падение напряжения постоянного тока. В паспорте катушки индуктивности есть значение сопротивления постоянному току. Падение напряжения примерно на 20% больше, чем это сопротивление, умноженное на ток. Дополнительные 20% объясняются увеличением сопротивления медного провода катушки индуктивности при более высоких температурах.

Выбор катушки индуктивности

Значение индуктивности, необходимое для фильтра, рассчитать несложно. Она должна быть примерно в десять раз больше, чем все остальные индуктивности, включенные последовательно с источником питания. Если в источнике питания нет других катушек индуктивности или ферритовых колец, эта индуктивность возникает из-за кабелей и дорожек на печатной плате. Не очень точное приближение для расчета этой индуктивности состоит в том, чтобы взять максимальную длину для передачи мощности и умножить на 1 нГн на миллиметр. Индуктивность силовых плоскостей намного ниже, и для этого расчета длину путей силовых плоскостей можно не учитывать.

В этом примере я хочу, чтобы плата работала с удлинительным кабелем длиной около 300 мм, а размер платы — примерно 100 мм X 100 мм. Приличная общая длина составляет 500 мм, что означает, что моя индуктивность распределения мощности составляет около 500 нГн. Чтобы сделать катушку индуктивности фильтра источника питания примерно в 10 раз больше, я выбрал катушку индуктивности 10 мкГн +/- 30 %. Дополнительная индуктивность составляет допуск -30%. В дополнение к начальному допуску значение индуктора падает с увеличением тока. Для этой части при 2,4 Ампер индуктивность падает еще на 35%.

Я выбрал катушку индуктивности Bourns серии SRU1028. Он имеет небольшую высоту, является самозащитным и легкодоступным. Я нашел его, поискав в Digi-Key недорогую катушку индуктивности 10 мкГн с номинальным током не менее 2 ампер. Мне также нравится техническое описание Bourns, потому что оно содержит спецификации, необходимые для создания хорошей имитационной модели катушки индуктивности.

В этой модели катушки индуктивности используются четыре компонента. Индуктивность L такая же, как и в техническом описании L . Последовательное сопротивление R _ESR идентичен R _DC из таблицы данных. Значения R _Q и C _SRF рассчитываются на основе значений таблицы данных для f _SRF , Q и тестовой частоты Q.

Эти дополнительные компоненты приводят к тому, что индуктор ведет себя так, как показано на графике импеданса выше. Сплошная кривая представляет собой величину импеданса в дБ, а пунктирная кривая представляет собой фазовый угол импеданса. Ниже примерно 1 кГц катушка индуктивности действует как небольшой резистор 9.0127 Р _ДС . Выше 1 кГц он действует как индуктор, вплоть до собственной резонансной частоты (SRF). Для узкого диапазона частот вблизи SRF катушка индуктивности действует как большой резистор со значением R _Q . Над SRF катушка индуктивности действует как конденсатор C _SRF .

С этого момента симулятор схемы экономит время. Бесплатный симулятор LTspice создал приведенный выше график импеданса индуктора, используя приведенную ниже схему моделирования.

Источник напряжения V1 представляет собой источник переменного тока напряжением 1 Вольт. Импеданс можно изобразить с помощью выражения -1/(i(V1)). Чтобы изучить LTspice, смотрите мои учебные пособия Simulation Series на YouTube. Анализ LTspice AC находится в первой и второй частях, а анализ переходных процессов — в третьей части. Общее время видео около 12 минут.

Выбор конденсатора

Схему модели индуктора легко преобразовать в фильтр нижних частот, добавив в схему конденсатор. Я выбрал конденсатор Kemet T49.1A106010A, представляющий собой поляризованный танталовый конденсатор емкостью 10 мкФ с максимальным ESR 3,8 Ом и номинальным напряжением 10 В.

Частотная характеристика этого фильтра равна V(VOUT)/V(VIN), но поскольку в моем моделировании V(VIN) = 1, я получаю тот же ответ на графике V(VOUT).

Высокодобротные керамические конденсаторы

с низким ESR заменили танталовые конденсаторы во многих приложениях. Затем я попробовал симуляцию с керамическим конденсатором с низким ESR вместо тантала:

.

Пик на частоте 15,9 кГц является резонансом L _B и C _B

.

Пульсации питания на этой частоте будут увеличиваться, а не уменьшаться. Из-за узкого частотного диапазона этого резонанса эффекты резонанса легко не заметить при тестировании. Значения L _B и C _B имеют широкий допуск, а также дрейфуют во времени и при изменении температуры.

Добавьте последовательный резистор, чтобы решить проблему резонанса. Хорошим начальным значением демпфирующего резистора является:

Используйте симулятор цепи, чтобы найти первый резонанс, и отрегулируйте значение резистора, чтобы найти наилучшее значение для хорошего демпфирования. Керамический конденсатор и резистор имеют более повторяемую конструкцию, чем танталовый конденсатор. Это связано с большим диапазоном возможных значений ESR танталового конденсатора.

Моделирование сети нагрузки

Пока что в этом примере нет импеданса нагрузки или тока нагрузки. Чтобы увидеть, что этот фильтр будет делать на печатной плате, при моделировании необходимо включить индуктивность дорожек печатной платы и обходные конденсаторы. На частотах выше 100 МГц эффекты линии передачи еще больше усложняют модель. В следующем примере схемы используется упрощенная модель, представляющая типичные нагрузки, встречающиеся в источниках питания на печатной плате. Вы можете посмотреть на свои собственные схемы, чтобы оценить индуктивность дорожки, используя приблизительное приближение индуктивности 1 нГн на миллиметр. Более точные модели можно создавать с помощью CAD-инструмента Power Integrity (PI).

Эти типичные индуктивности дорожки демонстрируют дополнительные резонансы в сети распределения электроэнергии.

Дополнительные смоделированные резонансы вызваны выходной нагрузкой катушек индуктивности и конденсаторов. Производительность этого фильтра по-прежнему хороша, даже с этими резонансами. Общая форма фильтра сохраняется, потому что индуктор намного больше, чем сумма индукторов малой нагрузки, а демпфирующий конденсатор намного больше, чем сумма шунтирующих конденсаторов.

Между этой платой и реальной схемой все еще есть различия. Реальная схема будет иметь другой отклик выше 100 МГц из-за эффектов линии передачи. Кроме того, становятся важными другие небольшие конденсаторы и катушки индуктивности, особенно на частотах выше 500 МГц.

Отсутствие фильтра источника питания или использование большого недемпфированного конденсатора без катушки индуктивности приводит к таким резонансам:

Ток нагрузки

Локальные шунтирующие конденсаторы обеспечивают локальное накопление заряда, которое подает переходный ток на высокочастотные пульсирующие нагрузки. Для поддержания стабильного напряжения питания при больших импульсных токах нагрузки требуются шунтирующие конденсаторы большего размера. Примером импульсной нагрузки является переход процессора в режим сна с низким энергопотреблением и выход из него. Проанализируйте каждую сильноточную импульсную нагрузку на наличие пульсаций напряжения в источнике питания.

Байпасные конденсаторы

также могут резонировать с индуктивностью в сети распределения электроэнергии. Демпфирование резонансов на входном фильтре источника питания не гарантирует, что все резонансы, вызванные током нагрузки, также будут демпфированы, но часто помогает. Чтобы продемонстрировать возможную проблему, вот недемпфированная (R3 = 0,01 Ом) версия фильтра с источником переменного тока в одной из точек нагрузки:

Полное сопротивление при VLOAD равно v(VLOAD)/i(I1). Поскольку переменный ток в I1 установлен на 1, полное сопротивление равно v(VLOAD):

Незатухающий резонанс, обведенный выше, соответствует частоте 1,87 МГц. Это одна из частот, где импульсная нагрузка вызовет проблемы.

Я смоделировал импульсную нагрузку с импульсным источником тока, показанным на схеме выше. В этом примере показаны импульсы с амплитудой 20 мА и периодом 535 нс. Наибольшие колебания напряжения возникают, когда период источника импульсного тока обратно пропорционален частоте резонанса.

Синусоидальная форма пульсаций напряжения в этом примере типична для незатухающих высокодобротных резонансов в распределении мощности. Незатухающий резонанс действует как фильтр, преобразующий импульсы тока в синусоидальную волну напряжения:

Если напряжение все еще растет в конце моделирования, увеличьте время моделирования, чтобы найти максимальный уровень. Более острые (с более высокой добротностью) резонансы устанавливаются дольше.

В примере импульсов тока в спящем режиме изменение программного обеспечения может привести к изменению частоты импульсов. Большие колебания напряжения из-за резонанса возникают только тогда, когда период цикла сна совпадает с резонансной частотой. В процессе разработки это может вызвать загадочные ошибки, которые кажутся связанными с программным обеспечением, но на самом деле вызваны аппаратным обеспечением. В производстве изменение компонентов приведет к смещению резонансных частот и вызовет проблемы с выходом продукции. При использовании изменения температуры и дрейф компонентов смещают резонансные частоты, что приводит к выходу изделия из строя.

Следующее моделирование показывает демпфированную версию с резистором R3, установленным на 3,8 Ом. Анализ переменного тока показывает, что два крупнейших высокодобротных резонанса были демпфированы:

Это изменяет форму и уменьшает форму волны напряжения, вызванную импульсным током нагрузки.

Треугольная форма сигнала типична для импульсной нагрузки. Это происходит от цикла заряда и разряда локальных шунтирующих конденсаторов. Амплитуда этой треугольной волны может быть уменьшена с помощью шунтирующих конденсаторов большего размера. Если форма волны пульсации больше похожа на прямоугольную, это связано с сопротивлением обходной цепи, которое можно уменьшить с помощью обходных конденсаторов с меньшим ESR или более широких дорожек. Длинный медленный импульс при включении вызван затухающим низкочастотным резонансом на частоте 100 кГц. Короткие всплески являются сквозными по краям источника тока 10 нс и могут быть уменьшены за счет более низкой индуктивности через обходной конденсаторный тракт. Оставшийся резонанс на частоте около 4 МГц требует дальнейшего моделирования.