Схема сетевого фильтра | Микросхема
Сетевые фильтры стали неотъемлемым обязательным аксессуаром оргтехники и некоторой бытовой техники и приборов. Вообще сетевой фильтр, прежде всего, должен представлять собой устройство, которое призвано защищать цепи питания компьютеров, периферии и другой электронной аппаратуры от ВЧ и импульсных помех, скачков напряжения, возникающих в результате коммутации и работы промышленного оборудования. Это основные задачи устройств, носящих название сетевой фильтр. Как бы он ни выглядел, в какой бы корпус его ни запихал производитель, какой бы прочей эргономичности не придумали, главное, чтобы все это внешнее изящество не затмило основных задач. А сегодня можно наблюдать, к сожалению, совершенно иную картину. Производители подобных устройств не задумываются об их функциях, берут простейшую электрическую схему сетевого фильтра, состоящую из двух дросселей и двух конденсаторов, суммарная стоимость которых копейки и камуфлирует это под красивый дизайн.
Для примера:
Или:
Причем стоимость такого аксессуара под названием сетевой фильтр немаленькая. В итоге, мы покупаем обычный сетевой удлинитель в красивой обертке. При всем этом показатель цены, что якобы, чем дороже, тем лучше и качественней, в данной ситуации значения не имеет. Этим введением мы хотим показать и раскрыть суть вопроса о сетевых фильтрах. Отчасти это ещё и ответ на комментарий уважаемого радиолюбителя в публикации простейшей схемы сетевого фильтра. Конечно, мы согласны, что начинка очень даже влияет на стоимость. Но всё дело в нерадивых производителях сетевых фильтров, которые не хотят «заморачиваться» над их содержимым, не пытаются разрабатывать принципиально новые электрические схемы для улучшения эффективности. Поэтому многие опытные радиолюбители для ежедневных нужд проектируют схемы сетевых фильтров сами. И качество получается на высоте, и надёжность, и собираются в основном из подручных радиокомпонентов, что сводит затраты к минимуму, и приобретается дополнительный радиотехнический опыт.
Также стоит заметить, что в большинстве случаев схемы сетевых фильтров входят в состав более сложных схем сетевых стабилизаторов напряжения, о которых мы неоднократно упоминали на страницах радиолюбительского сайта.
Сегодня мы опубликуем несколько электрических схем и их описаний, по которым вам не составит особого труда изготовить сетевой фильтр своими руками, по функциональности и характеристикам превосходящий покупной. На рисунке ниже приведена электрическая схема сетевого фильтра, предназначенного для защиты питаемого устройства от внешних помех (за это отвечает цепочка C3C4C5C7L1) и импульсных выбросов сети (варистор R5 с характеристическим напряжением 275 вольт). Приведенная схема также защищает сеть от помех, создаваемых питаемым устройством.
Дроссель L1 имеет индуктивность магнитосвязанных встречно включенных электрически изолированных половинок 5,6 мГн. Светодиод D4 светится в рабочем состоянии, а D2 – только при перегорании плавкого предохранителя F1.
По сути, схема этого сетевого фильтра является модернизированным вариантом простейшей электрической схемы устройства.
Собранный по следующей схеме универсальный фильтр не пропускает высокочастотные сетевые помехи как в питающий прибор, так и обратно в электрическую сеть.
В фильтре используются конденсаторы С1…С4, С9…С12 — КПБ — 0,022 мкФ — 500 вольт, С5…С8, С13, С14 — КТП-3 — 0,015 мкФ — 500 вольт (керамические, красного цвета, с резьбой М8 — 0,75). Неоновая лампочка VL1 служит обычным индикатором работы. Дроссели Др1 и Др1′ намотаны обычным двойным сетевым проводом в изоляции на семи, сложенных вместе плоских ферритовых стержнях для магнитной антенны. Общее сечение магнитопровода 4,2 см2. Стержни плотно уложены друг на друга и обмотаны тремя слоями лакоткани. Поверх нее намотана обмотка, содержащая 7 витков провода. Получившийся элемент больше похож на проходной трансформатор, чем на дроссель. Дроссели Др2, Др2′ (на керамических стержнях диаметром 12 мм и длиной 115 мм до полного заполнения), Др3 и Др3′ (бескаркасные, содержат по 9 витков, намотаны с шагом для уменьшения межвитковой емкости и лучшей защиты от самых высокочастотных наводок на оправке диаметром 10 мм и длиной 41 мм) намотаны проводом ПЭВ-2 диаметром 1,5 мм.
Максимальный ток для дросселей равен: Imax=d2 * плотность тока(4…6) / 1,28 = 1,52*4,5/1,28=7,91 ампер. Отсюда мощность равна P=220*7,91=1740 ватт. Конструктивно, что показано ниже на рисунке, сетевой фильтр собран в трех экранированных секциях, которые помещаются в металлический корпус 190х190х70 мм. Дроссели, находящиеся в соседних секциях, соединяются через проходные конденсаторы, установленные на вертикальных перегородках. Крепятся дроссели с помощью стоек из оргстекла толщиной 10 мм, в которых просверливают отверстия нужного диаметра.
Итак, с этим универсальным фильтром все, надеемся, понятно. Защита включает в себя и НЧ, и СЧ, и, наконец, ВЧ фильтрацию.
Далее рассмотрим знакомые большинству потребителей схемы сетевых фильтров Pilot. Они приведены ниже на рисунках.
Первая примитивная схема – Pilot L с максимальным током до 10 ампер.
Вторая схема более эффективная, от этого и соответствующее название сетевого фильтра производителем – Pilot Pro, максимальный ток которого также 10 ампер; но по существу тоже примитивная.
На последнем рисунке изображена электрическая схема фильтра APC E25-GR. Она идентична схеме Pilot Pro. Главное отличие в том, что вместо конденсатора 1 мкФ x 250 В установлен конденсатор 0,33 мкФ x 275 В и в качестве сердечника у катушек вместо воздуха используется ферритовый стержень. У каждой катушки свой. Оси катушек расположены под углом 90 градусов.
Также стоит сказать, что непосредственно в схемах самих блоков питания компьютера есть, хоть и примитивные, но все-таки сетевые фильтры, схемы которых как раз и копируют большинство нерадивых производителей.
Итак, кроме рассмотренной нами ранее универсальной (а пока только она, как вы, наверно, поняли, заслуживала внимания) мы вплотную подошли к эксклюзивной схеме сетевого фильтра. Функциональную схему работы устройства можно отразить на следующих диаграммах. Т.е. на них показано прохождение переменного тока через функциональные узлы и блоки фильтра, сглаживание посторонних разнородных помех и выделение на выход «чистого» напряжения.
Более детально это можно представить так:
Для реализации поставленных задач отлично справляются сетевые фильтры, собранные по схемам ниже:
Последний рассчитан для питания не только аналоговых приборов, но и цифровой техники.
В схемах можно применять варисторы типа CNR14D221 (S14K140) 220В, 60 Дж или JVR-14N221K (S14K140) 220В или FNR-14K221 220В, 40 Дж. В качестве катушек-дросселей можно применить вот такие уже готовые – скачать. В качестве конденсаторов подавления электромагнитных помех подойдут так называемые Y конденсаторы, которые подключаются между фазой и нейтралью, эффективны при подавлении асимметричной (дифференциальной) помехи.
Подытожим, что две последние, а также универсальная схема сетевого фильтра наиболее предпочтительны. В заключение для интереса приведу стандарты сети электропитания стран мира. Приведены значения напряжения и частоты бытовой электросети различных государств, а также показан внешний вид сетевых разъемов, применяемых для подключения электроприборов.
А вообще, если вы приобрели или собрали сетевой фильтр своими руками, проверить его эффективность можно, подключив к одной розетке, например, системный блок и радиоприёмник. Но до этого стоит проверить их «совместимость» без фильтра. Если при применении сетевого фильтра уровень помех, доносящихся из динамика радиоприемника, становится заметно меньше или вообще пропадает, то устройство выполняет свои непосредственные задачи. И напоследок. Если вы все-таки покупаете готовый сетевой фильтр, то обращайте внимание на устройства, прошедшие испытания по ГОСТ Р 53362-2009, который заменяет предыдущий ГОСТ Р 50745-99.
Метки: полезно собрать
Радиолюбителей интересуют электрические схемы:
Стабилизатор сетевого напряжения
УНЧ на микросхеме TDA7293
Схемы сетевых фильтров Pilot
Портал QRZ.RU существует только за счет рекламы, поэтому мы были бы Вам благодарны если Вы внесете сайт в список исключений.
Мы стараемся размещать только релевантную рекламу, которая будет интересна не только рекламодателям, но и нашим читателям. Отключив Adblock, вы поможете не только нам, но и себе. Спасибо.
Как добавить наш сайт в исключения AdBlock
QRZ.RU > Каталог схем и документации > Схемы наших читателей > Дайджест радиосхем > Схемы сетевых фильтров Pilot
class=»small»>
|
Фильтры предназначены для защиты цепей электропитания компьютеров, перифери и другой электронной аппаратуры от следующих неблагоприятных факторов: импульсных перенапряжений и выбросов тока, возникающих в результате коммутации и работы промышленного оборудования, высокочастотных помех, распространяющихся по сетям электропитания, импульсных перенапряжений, возникающих в результате грозовых разрядов.
Pilot Pro
Источник: shems.h2.ru |
2.2: Сети с одиночной и двойной оконечной нагрузкой
- Последнее обновление
- Сохранить как PDF
- Идентификатор страницы
- 46095
Фильтры, как правило, представляют собой двухпортовые сети и обеспечивают максимальную передачу мощности от источника к нагрузке в заданном диапазоне частот, подавляя при этом передачу сигналов на других частотах.
Рисунок \(\PageIndex{1}\): завершенные сети.
Сеть на рисунке \(\PageIndex{1}\)(b) называется сетью с одиночной оконечной нагрузкой, так как только один порт имеет оконечную нагрузку резистора. Сеть с двойным окончанием намного ближе к типу сети, требуемой для радиочастот, где нагрузки и импедансы источников конечны. Сеть с одной оконечной нагрузкой применима в некоторых приложениях радиочастотных интегральных схем, где используется очень небольшая радиочастотная мощность и часто используется обратная связь. В таких случаях выходной сигнал RFIC-усилителя может быть близок к идеальному источнику напряжения, поскольку импеданс источника, эквивалентный Thevenin, может быть незначительным. Большая часть синтеза цепей фильтров с одним окончанием использует процедуру, аналогичную представленной здесь для фильтров с двойным окончанием.
2.2.1 Сети с двойным окончанием
Установленная процедура синтеза фильтров для сетей фильтров с двойным окончанием фокусируется на реализации входного коэффициента отражения. Для фильтра без потерь квадрат величины коэффициента отражения равен единице минус квадрат вносимых потерь, и именно поэтому этот метод называется методом вносимых потерь.
Входной коэффициент отражения сети с двойным окончанием на рисунке \(\PageIndex{1}\)(a) равен
\[\label{eq:1}\Gamma_{1}(s)=\frac{Z_{\text{in, 1}}(s)-R_{S}}{Z_{\text{in, 1}}(s)+R_{S}} \]
, где опорное сопротивление — это сопротивление источника, RS, а s — переменная Лапласа. В полосе пропускания фильтра коэффициент отражения приблизительно равен нулю.
Есть несколько других параметров, используемых в конструкции фильтра, и они будут представлены сейчас. Коэффициент мощности преобразователя ( TPR ) определяется как
\[\begin{align}\text{TPR}&=\frac{\text{Максимальная мощность, доступная от источника}}{\text{Поглощенная мощность по нагрузке}}\nonumber \\ \label{eq:2}&=\frac{\frac{1}{2}(V_{g}(s)/2)^{2}/R_{S}} {\ frac {1} {2} V_ {2} ^ {2} (s) / R_ {L}} = \ left | \ frac {1} {2} \ sqrt {\ frac {R_ {L}} { R_{S}}}\frac{V_{g}(s)}{V_{2}(s)}\right|^{2}\end{align} \] 9{2} \]
Следующим шагом в развитии процедуры синтеза фильтра является введение характеристической функции , определяемой как отношение коэффициентов отражения и пропускания:
\[\label{eq:5}K( s)=\frac{\Gamma_{1}(s)}{T(s)}=\frac{N(s)}{D(s)} \]
, где \(N\) — функция числителя а \(D\) — функция знаменателя.
В идеале фильтрующая сеть не имеет потерь, поэтому, исходя из принципа сохранения энергии, сумма квадратов величин коэффициентов передачи и отражения должна быть равна единице: 9{2}} \]
Из приведенного выше видно, что как коэффициенты отражения, так и коэффициенты передачи являются функциями характеристической функции двухпортовой сети. Веха достигнута. В радиочастотном фильтре наиболее важными являются частотно-зависимые вносимые потери или коэффициент передачи, поскольку они напрямую связаны с потоком мощности. Уравнение \(\eqref{eq:11}\) показывает, что это может быть выражено через другую функцию, \(K(s)\), которая, исходя из уравнения \(\eqref{eq:5}\), может быть выражено как отношение \(N(s)\) и \(D(s)\). Для схем с сосредоточенными элементами \(N(s)\) и \(D(s)\) являются многочленами.
2.2.2 Отклик фильтра нижних частот
В качестве примера взаимосвязи различных откликов фильтра рассмотрим отклики фильтра нижних частот без потерь, показанные на рисунке \(\PageIndex{1}\).
{2}\) также являются нулями \(N(s )\). Также замечено, что нули коэффициента передачи также являются нулями \(D(s)\), как показано на рисунке \(\PageIndex{2}\)(a и c). 9{1}\) Передаточная функция ввода-вывода универсального фильтра на рисунке \(\PageIndex{3}\) равна
Рисунок \(\PageIndex{2}\): Пример фильтра нижних частот в терминах различных ответов: (а) коэффициент передачи; (б) отклик коэффициента отражения; и (c) характеристический отклик функции. Подробные ответы показаны в (d), (e) и (f) соответственно.
Рисунок \(\PageIndex{3}\): Общий фильтр.
\[\label{eq:13}T(s)=Y(s)/X(s) \]
9{n-1}+\cdots +b_{1}s+b_{0}} \] Здесь \(N\) обозначает числитель, а \(D\) — знаменатель, и они не совпадают с указанными в уравнении \(\eqref{eq:5}\) (где они были просто метками для числителя и знаменателя). Отклик фильтра с использованием описания полюс-ноль может быть синтезирован, поэтому процесс проектирования начинается с переписывания уравнения \(\eqref{eq:14}\) в явном виде с использованием нулей, \(z_{m}\) и полюсов.
, \(p_{n}\):
\[\label{eq:15}T(s)=\frac{N(s)}{D(s)}=\frac{a_{m}(s +z_{1})(s+z_{2})\cdots (s+z_{m-1})(s+z_{m})}{(s+p_{1})(s+p_{2 })\cdots (s+p_{n-1})(s+p_{n})} \] 9{2}\), что обеспечивает расположение его полюсов в левой полуплоскости. \(N(s)\) определяет расположение нулей передачи фильтра, и порядок \(N(s)\) не может быть больше порядка \(D(s)\). То есть \(n\geq m\), так что фильтр имеет конечный или нулевой отклик на бесконечной частоте
Для получения отклика фильтра можно использовать две стратегии. Во-первых, вывести полиномы \(N(s)\) и \(D(s)\) в уравнении \(\eqref{eq:14}\). Это кажется открытой проблемой, но она была обнаружена в 19В 50-х и 1960-х годах было установлено, что в нормальных ситуациях существует лишь несколько типов полезных реакций, описываемых несколькими полиномами, включая полиномы Баттерворта, Бесселя, Чебышева и Кауэра.
Сноски
[1] Следует соблюдать осторожность при использовании терминологии, поскольку \(s\) могут быть сложными с некоторыми типами фильтров, но эти фильтры реализованы с использованием цифровой обработки сигналов.
[2] Многочлен Гурвица – это многочлен, коэффициенты которого являются положительными вещественными числами, а нули расположены в левой половине комплексной плоскости \(s\).
- Наверх
-
- Была ли эта статья полезной?
- Тип изделия
- Раздел или Страница
- Теги
Патент США на Устройство автоматического управления приемником с помощью пилота. Патент (Патент № 4,271,503, выдан 2 июня 1981 г.) канал, используемый в системах передачи, обрабатывающих высокочастотные сигналы сообщений.
ПРЕДПОСЫЛКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Существуют области, в основном известные под названием быстрой электроники, в которых должны обрабатываться после обнаружения и передачи импульсные сигналы очень короткой длительности, а также малоповторяющихся, первоначальная форма которых может быть неизвестна, но тем не менее должна быть заново открыта с определенной точностью в процессе обработки. Это может иметь место при передаче цифровых сигналов со скоростью около ста мегабит, имеющих очень широкую полосу пропускания, например около 500 МГц.
При таких передачах обнаруженные сигналы преобразуются в оптические сигналы с помощью быстродействующих оптических излучателей типа лазерных диодов и лавинных фотодиодов при приеме, что позволяет устанавливать широкополосные соединения, которые могут достигать примерно от 100 МГц до 1 ГГц . Эти оптические соединения осуществляются оптическими волокнами, которые по сравнению с электрическими соединениями имеют гальваническую изоляцию и широкую полосу пропускания.
С другой стороны, эти соединения по оптическим волокнам имеют тот недостаток, что передаваемые сигналы подвергаются затуханию, которое может значительно меняться в процессе передачи. Это связано с тем, что используемые оптические соединители чрезвычайно чувствительны к механическим допускам и пыли, а также с тем, что оптические волокна, обычно многожильные, могут включать различное количество оборванных нитей, которые еще больше ослабить передачу света. В дополнение к этим вариациям уровня существуют вариации, создаваемые излучающими и принимающими элементами.
Излучающий элемент представляет собой преобразователь, который получает от детектора сигнал, подлежащий обработке, и преобразует его в оптический сигнал. Как правило, этот излучающий элемент может быть твердым лазером или электролюминесцентным диодом, который имеет переменную во времени скорость преобразования тока в оптическую мощность. Оптический приемник, обнаруживающий сигналы, передаваемые по волокнам, составляющим оптическую связь излучатель-приемник, может использовать два типа диодов, ПИН-диоды или лавинные.
Этот обзор недостатков, присущих системам передачи, использующим оптические соединители, по сравнению с преимуществами, обеспечиваемыми использованием таких соединений, показывает, что необходимо соблюдать осторожность в отношении стабильности систем. В этих системах элементы излучателя и приемника обычно стабилизируются контурами управления. Существующие до сих пор вариации уровня возникают почти исключительно из-за оптических соединений.
В соответствии с предшествующим уровнем техники, когда желательно знать, с большей или меньшей точностью, в зависимости от каждого случая, потери, которые претерпевают сигналы в оптическом соединении, чтобы иметь возможность, воздействуя на коэффициент усиления, восстановить устанавливают уровень сигнала в том значении, которое он имел на входе соединения, на обрабатываемый сигнал, называемый полезным сигналом, накладывается пилот-сигнал заданного и известного уровня, который находится за пределами полосы пропускания полезный сигнал.
Пилот-сигнал извлекается при приеме из составного сигнала, включающего полезный сигнал и пилот-сигнал, и после обнаружения управляет устройством с переменным усилением.
РИС. 1 схематично показано такое устройство согласно известному уровню техники.
Полезный сигнал, объединенный с пилот-сигналом после передачи по оптическому соединению, рассматриваемому как входящий сигнал Sc, принимается на фотодиоде 1, выход которого подключен к усилителю 3, содержащему аттенюатор. Выход этого усилителя соединен, с одной стороны, с входом 9устройства (нагрузки), в котором собирается полезный сигнал Su, через фильтр верхних частот 8, а с другой стороны, к сборке цепей, образующих контур, замкнутый на усилитель 3. Этот контур содержит полосовой фильтр 4, который изолирует пилот-сигнал, беспороговый выпрямитель 5, который выдает пилот-сигнал переменной амплитуды, и операционный усилитель 6, который принимает пилот-сигнал, выходящий из выпрямителя 5, и дополнительно принимает опорный сигнал 7.
Схема автоматической регулировки усиления, применяемая в системе передачи с оптическим соединением, реализована в соответствии с предшествующим уровнем техники аналоговым способом с использованием PIN-диодов, МОП-транзисторов с двойным затвором и т. д. Однако эти аналоговые реализации имеют недостаток быть ограниченным в отношении полосы пропускания в области низких или высоких частот, в зависимости от используемых компонентов. У них также есть недостаток, заключающийся в создании искажений и, прежде всего, в изменении кривой частотной характеристики одновременно с усилением. Кроме того, поскольку функция регулировки усиления не является линейной, необходимо использовать замкнутый контур для управления усилителем, что в некоторых случаях может создавать проблемы со стабильностью.
ЗАДАЧА ИЗОБРЕТЕНИЯ
Общая цель настоящего изобретения состоит в том, чтобы определить устройство для автоматического управления усилением приемного канала в смысле, определенном выше, системы передачи, включающей по меньшей мере одно оптическое соединение, которое позволяет избежать вышеупомянутых недостатков предшествующего уровня техники.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Мы реализуем эту цель в соответствии с нашим настоящим изобретением посредством использования средств ослабления с цифровой настройкой для обеспечения различных понижающих коэффициентов, существенно дополняющих степень ослабления во время передачи, в ответ на в двоичные слова, выбранные с помощью транскодера, который принимает битовые комбинации, представляющие собой оцифрованные амплитуды пилот-колебаний, сопровождающих входящий сигнал сообщения. Средства ослабления, которые могут включать в себя несколько резистивных площадок в каскаде, могут быть вставлены в приемный канал либо перед, либо после соединения между этим каналом и входом схемы управления, включающей в себя полосовой фильтр, который извлекает пилот-колебание для оцифровки. и транскодирование. Схема управления может дополнительно включать в себя буферный регистр, в котором временно хранятся оцифрованные амплитуды пилот-сигнала и который периодически пошагово изменяется с помощью тактовых импульсов, также синхронизирующих работу аналого-цифрового преобразователя перед этим регистром.
Преимущество устройства управления в соответствии с нашим изобретением состоит в том, что оно особенно приспособлено для работы на высокой скорости и в цифровом режиме, что позволяет использовать в цепи ослабления реле, имеющие широкую полосу пропускания, совместимую с полосой пропускания обрабатываемых сигналов.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖА
Другие преимущества и признаки изобретения станут очевидными из следующего описания со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
РИС. 1, уже рассмотренный, представляет собой обычный приемник оптических сигналов;
РИС. 2 — блок-схема устройства автоматической регулировки усиления согласно нашему изобретению, воздействующего на аттенюатор, подключенный после приемного канала;
РИС. 3 — аналогичная блок-схема, показывающая модифицированное устройство автоматической регулировки усиления, подключенное к выходу аттенюатора;
РИС. с 4.1 по 4.7 — графики сигналов в различных точках устройства автоматической регулировки усиления согласно нашему изобретению;
РИС.
5 — принципиальная схема аттенюирующей сети, используемой в устройстве; и
РИС. 6 представляет собой принципиальную схему, представляющую комбинацию цепей ослабления.
КОНКРЕТНОЕ ОПИСАНИЕ
Как уже объяснялось выше, сигналы очень короткой длительности, требующие очень широкой полосы пропускания, лучше всего передавать по оптическим соединениям. Однако обработка этих сигналов требует знания их начальной амплитуды, если не их формы, и, следовательно, наличия средств для восстановления исходного уровня этих сигналов, которые могли претерпеть существенные потери в ходе их передачи по оптическому соединению, как правило, образован оптическими волокнами.
Известно, что передаваемая по оптическим волокнам информация может кодироваться по-разному, по амплитуде, по частоте, в цифровом виде и т. д. В случае кодирования с амплитудной модуляцией необходимо точно знать различные потери сигналов для восстановления правильного уровня на приемном конце, то есть на выходе оптического соединения и перед обработкой сигнала.
В случае частотной модуляции или цифровой передачи уровень также должен быть восстановлен, хотя и не обязательно с точностью, требуемой в случае амплитудной модуляции.
Следует напомнить, что полезный сигнал очень короткой продолжительности и неизвестного уровня, который будет передаваться через оптическое соединение в систему обработки, сначала принимается детектором, который подает его в виде электрического сигнала, модулирующего преобразователь, например электролюминесцентный диод, который преобразует его в световой сигнал, который передается через оптическое соединение на приемный преобразователь, например фотодиод, который снова преобразует его в электрический сигнал. Для информирования приемника о потерях, которые претерпевает сигнал при его оптической передаче, на него перед излучением накладывается пилот-сигнал известного уровня, лежащий вне полосы пропускания полезного сигнала. Таким образом, это составной сигнал, сформированный из полезного сигнала и пилот-сигнала, который передается по оптическим каналам, и предполагается, что затухание, которому подвергается пилот-сигнал, идентично затуханию, которому подвергается полезный сигнал.
В приемном канале, как уже описано со ссылкой на фиг. 1, составной сигнал подается на усилитель, за которым следует цифровой аттенюатор, и к этой схеме подключено устройство автоматической регулировки усиления, которое обрабатывает выделенный им пилот-сигнал и управляет аттенюатором таким образом, чтобы полезный сигнал, который он доставляется либо отдельно, либо еще в смеси с пилот-сигналом, имеет требуемый уровень.
РИС. 2 представляет устройство регулировки усиления в соответствии с изобретением, подключенное к выходу приемного усилителя 10. В этом случае устройство воздействует на аттенюатор 16 на выходной стороне, и регулировка достигается очень быстро. Это устройство содержит полосовой фильтр 11, отделяющий пилот-сигнал Sp от полного сигнала Sc, подаваемого усилителем 10, беспороговый выпрямитель 12, преобразующий пилот-сигнал в непрерывное напряжение, аналого-цифровой преобразователь 13, изменяющий уровень этого напряжения. в цифровое слово из нескольких битов, количество которых зависит от требуемой точности, буферный регистр 14 и транскодер 15.
Последний соединен с аттенюатором 16, ослабление которого он регулирует. Фильтр верхних частот 8, подключенный к выходу аттенюатора, выдает полезный сигнал Су на нагрузку 9.. Следует отметить, что эта схема верхних частот также может быть подключена к аттенюатору на ее входной стороне. Преобразователь 13 и буферный регистр 14 управляются часами 17 или командой от внешнего источника 18, в зависимости от положения переключателя 19.
Напомним, что составной сигнал Sc в своей оптической форме падает на фотодиод 1, который излучает пропорциональное ему напряжение на выводах резистора 2. Это напряжение сигнала усиливается в усилителе 10 с фиксированным коэффициентом усиления. Сигнал Sc представлен на фиг. 4.1, причем пилот-сигнал Sp является его синусоидальной составляющей. Полосовой фильтр 11 изолирует пилот-сигнал Sp, фиг. 4.2, из композитного сигнала. Выпрямитель 12 без порога, подключенный к цепи 11, вырабатывает результирующее непрерывное напряжение величиной v (фиг. 4.3), подаваемое на аналого-цифровой преобразователь 13, который преобразует его в многоразрядное цифровое слово.
Оцифровка пилот-сигнала управляется тактовым импульсом H 1 (фиг. 4.4), поступающим либо от внешнего источника 18, либо от внутреннего тактового генератора 17. Та или иная из этих возможностей реализуется при срабатывании переключателя 19.. ИНЖИР. 4.5 схематично показано состояние выходных проводников преобразователя, на которых появляются составляющие биты слова через время tc, в течение которого аналоговый сигнал преобразуется в его цифровой эквивалент. Вертикальная линия V 1 (фиг. 4.6 и 4.7) отмечает окончание операции аналого-цифрового преобразования. Тактовый сигнал H 2 (фиг. 4.6) затем вызывает запись цифрового слова, представляющего пилот-сигнал, в буферный регистр 14. Этот буферный регистр может быть образован бистабильными мультивибраторами или триггерами, которые установлены или не установлены. , в зависимости от уровней напряжения, существующих на выходах аналого-цифрового преобразователя 13. Транскодер 15, подключенный к буферному регистру, преобразует слово, соответствующее пилот-сигналу, в код, совместимый с управлением цифровым аттенюатором 16.
Схема транскодирования преимущественно состоит из соответствующим образом запрограммированного постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), адресуемого цифровым значением пилот-сигнала для считывания двоичных слов, представляющих логические состояния управления аттенюатором. Вертикальная линия V 2 отмечает загрузку буферного регистра.
Аттенюатор 16 содержит множество аттенюаторов, число которых зависит от обрабатываемых сигналов. Каждая сеть имеет коэффициент затухания или понижающий коэффициент заданной величины, например. в децибелах. В частности, мы предпочитаем предоставлять понижающие множители, соответствующие геометрической прогрессии. Аттенюатор с пятью цепями будет иметь, например, одну цепочку на 8 дБ, одну на 4 дБ, одну на 2 дБ, одну на 1 дБ и одну на 0,5 дБ. на фиг. 5.
На этом рисунке ослабляющая цепь представляет собой Т-цепь, образованную тремя резисторами R 1 , R 2 , R 3 , управляемыми реле с двумя контактами C 1 и C . .2. Однако сеть также может быть .pi.
форма.
Контакт C 1 является замыкающим, тогда как контакт C 2 является размыкающим. При отсутствии команды, когда двоичный уровень равен «0», контакт С2 остается замкнутым, а контакт С1 разомкнутым. Ослабляющая сеть не работает, и затухание между ее входом E и ее выходом S равно нулю, а сопротивление относительно земли бесконечно.
Когда команда Cd находится на логическом уровне «1», замыкающий контакт C 1 замкнут, а размыкающий контакт C 2 разомкнут; сеть исправна и сигнал, выходящий из сети на ее выходе S, имеет заданное затухание по отношению к сигналу на входе E.
РИС. 6 показана немного отличающаяся от предыдущей схема аттенюатора с другим расположением контактов реле, позволяющим последовательно соединить несколько цепей аттенюатора.
Предполагается, что цепи L 1 и L 2 идентичны в том, что касается значений, придаваемых резисторам, из которых они состоят. Однако будет очевидно, что эти значения могут быть разными. Контакты С 10 , С 11 , С 20 , С 21 расположены таким образом, что независимо от их положения, которое активирует или деактивирует соответствующие сети, сигнал может проходить через них, подвергаясь или не подвергаясь подвергается соответствующему затуханию.
Положения контактов, представленные на рисунке, указывают на то, что цепь L 1 деактивирована (т.е. закорочена), тогда как цепь L 2 активирована.
Можно также использовать один аттенюатор Т, включаемый по тому же принципу, что и сети Л1 и Л2, или объединить несколько сетей, приспособленных для включения по некоторому двоичному коду, как, например, для например, чтобы обеспечить затухание от 0 до 10 дБ с шагом 1 дБ с помощью четырех последовательно соединенных сетей коэффициентов понижения 4 дБ, 3 дБ, 2 дБ, 1 дБ.
Следует заметить, что эти аттенюаторы переключаются с помощью реле, можно легко получить постоянные аттенюаторы для частот в диапазоне от постоянного тока до гигагерц.
Регулировку аттенюатора легко объяснить.
Можно предположить, что пилот-сигнал нормально поступает на уровне Vmax. Затем аттенюатор настраивается на максимальное ослабление.
Следовательно, на выходе существует Vmax .multidot.Kmax, где Kmax — максимальный коэффициент затухания.
Если после ухудшения оптического соединения полученное напряжение изменяется с Vmax на напряжение Vmax .multidot.K1, где K1 — некоторый коэффициент затухания, определяемый например, аттенюатор помещается в положение, соответствующее дополнительному понижающему коэффициенту K 2 , который таков, что на его выходе получается амплитуда контрольного сигнала V max . multidot K 1 K 2 , который по существу равен V max . multidot K max с точностью до одного шага квантования. На выходе аттенюатора, каким бы ни было общее затухание, гарантирующее сохранение масштаба полезного сигнала Су, последний после разделения в ФВЧ 8 появляется на входе нагрузки 9.
Выше упоминалось, что аналого-цифровой преобразователь 13 должен иметь определенную степень точности. Фактически преобразователь должен иметь достаточную разрешающую способность, чтобы можно было определить самые слабые изменения непрерывного напряжения, соответствующие изменению усиления, равному выбранному шагу квантования.
Если аналого-цифровой преобразователь является линейным, должна быть возможность установить изменение постоянного напряжения между допустимым максимальным затуханием и уменьшенным на выбранном шаге квантования.
Например, если требуется скорректировать затухание, которое может варьироваться от 0 до 16 дБ, с шагом квантования 0,5 дБ, необходимо установить изменение постоянного напряжения в результате изменения затухания от 16 дБ до 16 дБ-0,5 дБ=15,5 дБ, таким образом, в процентах:
100 (10-15,5/20 -10-16/20)=0,939%
от максимального напряжения, что соответствует ослаблению 0 дБ. Для приведенного выше примера необходимо предусмотреть аналого-цифровой преобразователь на семь битов, дающий разрешение 0,79.% от полной шкалы.
РИС. 3 представляет собой устройство согласно изобретению, в котором пилотное колебание извлекается из выходного сигнала аттенюатора 16.
В то время как устройство, показанное на фиг. 2 быстро воздействует на аттенюатор, расположенный на стороне выхода, устройство, показанное на фиг. 3 представляет собой контур отрицательной обратной связи, который устраняет ошибки из-за недостаточной точности демпфирования с цифровым управлением за счет небольшой потери скорости.
Однако следует отметить, что устройство регулировки усиления в этом случае по существу не отличается от показанного на фиг. 2.
Фактически он содержит схемы, которые можно найти в устройстве, показанном на РИС. 2 и, следовательно, имеют те же ссылки. Таким образом, устройство содержит на выходе аттенюатора 16 полосовой фильтр 11, отделяющий пилот-сигнал Sp от композитного сигнала Sc, выпрямитель 12, аналого-цифровой преобразователь 13, за которым следует буферный каскад 14, и транскодер. 15. Однако в случае фиг. 3, транскодер воздействует на аттенюатор не напрямую, а через память 21, хранящую предыдущее состояние аттенюатора, которое необходимо учитывать в последующем такте. Работа этого устройства существенно не отличается от работы на фиг. 2. Наличие памяти 21, регистрирующей предыдущее состояние аттенюатора, обосновано тем, что при снятии пилот-сигнала после прохождения аттенюатора он претерпел в нем дальнейшее ослабление, которое добавляется к претерпевшему в оптическом соединении.